Đang tải... (xem toàn văn)
Kỹ thuật điều chế PWM ba bậc nhằm cân bằng điện áp hai tụ điện một chiều trong nghịch lưu áp 3 bậc NPCKỹ thuật điều chế PWM ba bậc nhằm cân bằng điện áp hai tụ điện một chiều trong nghịch lưu áp 3 bậc NPC
502 Nguyễn Văn Nhờ, Đới Văn Môn, Trần Quốc Hoàn, Quách Thanh Hải VCM2012 Kỹ thuật điều chế PWM ba bậc nhằm cân bằng điện áp hai tụ điện một chiều trong nghịch lưu áp 3 bậc NPC A Three-level Pulse Width Modulation to balance Neutral Point Voltage in Three-level NPC Inverter Nguyễn Văn Nhờ, Đới Văn Môn, Trần Quốc Hoàn, Quách Thanh Hải Trường Đại Học Bách Khoa Tp Hồ Chí Minh E-mail(s): nvnho@hcmut.edu.vn; doianhmon@gmail.com; tqhoan.vhp@gmail.com; quachthanhhai2001@yahoo.com Tóm tắt Trong bài báo này, trình bày kỹ thuật điều chế chuyển mạch hai và ba bậc sử dụng hàm offset để cân bằng điện áp giữa hai tụ điện một chiều trong bộ nghịch lưu áp 3 bậc dạng diode kẹp. Kỹ thuật này dựa trên cơ sở sử dụng hàm offset cục bộ, thông qua các tín hiệu hồi tiếp của dòng điện tải và điện áp trên 2 tụ điện một chiều để tính toán giá trị và chiều dòng điện chạy qua điểm giữa 2 tụ điện. Với kỹ thuật điều chế sóng mang kết hợp sử dụng hàm offset linh hoạt, kỹ thuật này đã kiểm soát và duy trì sự cân bằng điện áp trên 2 tụ điện. Kết quả của giải thuật được kiểm chứng qua mô phỏng và qua quá trình thực nghiệm. Abstract This paper presents a novel offset based two and three-level pulse width modulations to balance neutral point voltage in three-level neutral point clamped inverter. The proposed method uses local offset voltages to calculate the value and identify the direction of neutral point current between two capacitors through the feedback signals of load currents and two capacitor voltages. With the pulse width modulation method and flexible offset voltages, the proposed method can control and maintain the balance voltages between two capacitors. Simulation and experimental results are provided in order to validate the proposed method. Ký hiệu Ký hiệu Ý nghĩa v 0 Hàm offset định dạng ζ 0, ζ 0min , ζ 0max Hàm offset cục bộ và các cực trị i NP Dòng điện trung tính 0 A d , 1 A d , 2 A d Khoảng thời gian tác dụng của pha A trên các mức điện áp 0, 1và 2 Chữ viết tắt PWM Pulse width modulation NPC Neutral Point Clamped VSI Voltage Source Inverter 1. Giới thiệu Biến tần đa bậc là thiết bị biến đổi điện năng có vai trò ngày càng quan trọng trong các lĩnh vực ứng dụng khác nhau như phục vụ biến đổi điện cơ, giao thông vận tải, quản lý chất lượng hệ thống điện, chuyển đổi các dạng năng lượng tái tạo như năng lượng mặt trời, năng lượng gió về hòa lưới điện. Hai kỹ thuật điều khiển biến tần đa bậc thường được quan tâm là kỹ thuật điều chế vectơ không gian và kỹ thuật điều chế sóng mang dựa vào hàm offset. Khả năng khai thác hàm offset trong tín hiệu điều khiển có thể làm tăng cường các tính năng xác lập và các tính chất điện của thiết bị như phạm vi điều khiển điện áp (và dòng điện) tối đa, khả năng giảm tổn hao nhiệt phát sinh trong thiết bị, khả năng giảm bớt các nhiễu do sóng hài gây ra. H1. Sơ đồ mạch nghịch lưu áp 3 bậc NPC Một thực tế đáng quan tâm là trong quá trình hoạt động, việc nạp và xả điện tích khác nhau của dòng điện vào các tụ điện mắc phía mạch một chiều đã gây ra sự chênh lệch điện áp trên các tụ điện, hình thành trạng thái không cân bằng điện áp giữa các tụ điện. Sự mất cân bằng quá mức cho phép của điện áp giữa các tụ điện của bộ nghịch lưu áp có thể gây ra hiện tượng quá áp trên các linh kiện công suất và các tụ điện, gây ra các sóng hài bậc thấp ngoài ý muốn ở phía tải như hài bậc 2, 3, 4, 5 gây ra các tác hại trực tiếp trên tải động cơ, làm giảm khả năng kiểm soát điện áp nghịch lưu Tuyển tập công trình Hội nghị Cơ điện tử toàn quốc lần thứ 6 503 Mã bài: 118 và dòng điện bù lọc cho mạch lọc tích cực. Do đó, việc duy trì cân bằng điện áp giữa các tụ điện sẽ kiểm soát chất lượng ngõ vào của bộ nghịch lưu áp đa bậc NPC và đảm bảo chất lượng ngõ ra về độ méo dạng THD, cho phép thiết kế bộ nghịch lưu áp với dung lượng tụ nhỏ nhất, giảm stress điện áp cho linh kiện. Nội dung bài báo đề nghị một kỹ thuật điều chế mới giúp kiểm soát cân bằng điện áp giữa 2 tụ điện trong mạch một chiều của bộ nghịch lưu áp 3 bậc NPC sử dụng nguyên lý phân ly hàm offset, kết quả phân tích đã đề xuất 2 kỹ thuật thực hiện: Kỹ thuật chuyển mạch 2 bậc (two-level modulation) để đạt dòng trung tính ( NP i ) yêu cầu. Kỹ thuật chuyển mạch 3 bậc (two-level modulation) để đạt dòng trung tính ( NP i ) yêu cầu. So sánh với các công bố quốc tế gần đây, kỹ thuật điều chế đề xuất có khả năng tiết kiệm do giảm tổn hao trong quá trình đóng ngắt và có thể điều chỉnh đáp ứng động học quá độ dễ dàng. Kết quả đề xuất được kiểm chứng qua mô phỏng và thực nghiệm. 2. Giải tích hàm dòng điện trung tính mạch nghịch lưu NPC 3 bậc bằng kỹ thuật chuyển mạch hai bậc Giá trị điện áp cơ bản của 3 pha: .(2 / 3).cos( ) .(2 / 3).cos( 2 / 3) .(2 / 3).cos( 4 / 3) a b c v m v m v m q q p q p (1) Định nghĩa max , mid , min là các giá trị điện áp cơ bản của 3 pha được sắp xếp theo thứ tự từ lớn nhất đến nhỏ nhất (tính theo đơn vị) và dòng điện tải tương ứng các pha trên là max i , mid i , min i : 0 max mid min (2) 0 max mid min i i i (3) a ( , , ) ( , , ) a b c b c max max v v v min min v v v mid max min (4) Cộng điện áp offset 0 v vào các điện áp cơ bản sẽ thu được điện áp nghịch lưu 3 pha. Kỹ thuật điều chế 2 bậc trong nghịch lưu áp đa bậc thực hiện tại mỗi chu kỳ lấy mẫu sao cho điện áp tức thời thay đổi giữa 2 mức điện áp gần nhất. Xét kỹ thuật điều chế 2 bậc trong sector thứ 1 của giản đồ vector không gian lục giác trên hình 2. Pha A có giá trị điện áp trung bình lớn nhất (max), pha C nhỏ nhất (min) và pha B có trị trung bình (mid). Sector thứ 1 có thể chia ra làm 4 vùng, từ vùng (1) đến vùng (4). H2. Giản đồ vector điện áp nghịch lưu áp 3 bậc NPC và sự phân chia các diện tích tam giác con Trong vùng (1), có thể thực hiện kỹ thuật điều chế 2 bậc với một trong 4 nghịch lưu áp 2 bậc ảo mà tâm tương ứng của chúng nằm tại vị trí tương ứng là [0,0,0], [1,1,1], [1,0,0] và [1,1,0]. Với vùng (3), có khả năng áp dụng kỹ thuật 2 bậc cho một trong hai nghịch lưu 2 bậc ảo, tâm tương ứng là [1,0,0] và [1,1,0]. Đối với vùng (2) và vùng (4), chỉ có khả năng áp dụng kỹ thuật điều chế 2 bậc cho 1 nghịch lưu ảo 2 bậc, với tâm tại vị trí [1,0,0] cho vùng (2) và [1,1,0] cho vùng (4). Nếu hàm offset định dạng 0 v được cho trước, thì dòng điện đi vào điểm trung tính của nguồn một chiều có thể điều khiển thông qua giá trị hàm offset cục bộ 0 . Do đó, có thể thiết lập hàm dòng điện NP i phụ thuộc vào hàm offset cục bộ trên. 2.1 Vùng (1) Điều kiện sau thỏa mãn (max min 1) . Ta xét 4 trường hợp: (1a): Nghịch lưu 2 bậc ảo có vector tâm tại [0,0,0], hàm offset định dạng 0 min v . Giới hạn hàm offset cục bộ: minmax1 max0 ;0 min0 (5) Vị trí 3 điện áp nghịch lưu ứng với hàm offset cục bộ bằng 0 cho trên hình 3a. Dòng điện NP i không thay đổi khi dịch chuyển sóng điều khiển bởi tác dụng của hàm offset cục bộ. (1b): Nghịch lưu 2 bậc có tâm vector tại [1,0,0] với hàm offset định dạng: 0 1 max v . Các giới hạn của hàm offset cục bộ: mid max max0 ;0 min0 (6) Hàm dòng điện NP i theo hàm offset cục bộ: max 0 2 min .min. max .max ii mid imidi NP i (7) Trong đó NP i là dòng điện chạy qua điểm giữa 2 tụ điện. 504 Nguyễn Văn Nhờ, Đới Văn Môn, Trần Quốc Hoàn, Quách Thanh Hải VCM2012 (1c): Nghịch lưu 2 bậc có tâm tại [1,1,0] với hàm offset định dạng: 0 1 v mid . Các giới hạn của hàm offset cục bộ có thể xác định như sau: min max0 ;0 min0 mid (8) Hàm dòng điện NP i theo hàm offset cục bộ: min 0 2 min ).(min max ).max( iimidimid NP i (9) (1d): Nghịch lưu 2 bậc có vector tâm tại [1,1,1] với hàm offset định dạng 0 1 min v , và: minmax2 max0 ;0 min0 (10) Dòng điện NP i không thay đổi khi thay đổi giá trị hàm offset cục bộ: min .min. max .max i mid imidi NP i (11) H3. Các đại lượng pha max, mid và min tương ứng với các pha A, B và C trong vùng diện tích (1). 2.2 Vùng (2) Điều kiện sau thỏa mãn (max min 1) ; (max ) 1 mid ; ( min) 1 mid . Hàm offset định dạng 0 min v , giản đồ vector có tâm tại [1,0,0]. Các điện áp nghịch lưu nằm ở vị trí trên hình 4a. Ta có: minmax2 max0 ;0 min0 (12) Hàm dòng điện NP i : min0 ) 0 min( max ) 0 minmax2( i mid imid i NP i (13) 2.3 Vùng (3) Điều kiện sau thỏa mãn (max min 1) ; (max ) 1 mid ; ( min) 1 mid . Có thể xảy ra hai trường hợp như mô tả trên hình 4b và 4c. (3a): Hàm offset định dạng 0 min v , giản đồ vector có tâm tại [1,0,0]. Giới hạn hàm offset cục bộ: min1 max0 ;0 min0 mid (14) Hàm dòng điện NP i : min0 ) 0 min( max ) 0 minmax2( i mid imid i NP i (15) (3b): Hàm offset định dạng 0 1 v mid , giản đồ vector có tâm tại [1,1,0]. Giới hạn hàm offset cục bộ: mid max1 max0 ;0 min0 (16) Hàm dòng điện NP i : min 0 2min)( max 3 i mid imidimid NP i (17) H4. Các đại lượng pha max, mid và min trong các vùng (2) - trường hợp (a), vùng (3) - trường hợp (b) và (c) và vùng (4) - trường hợp (d). 2.4 Vùng (4) Điều kiện sau thỏa mãn (max min 1) ; (max ) 1 mid ; ( min) 1 mid . Bằng cách cài đặt 0 min v chuyển mạch 2 bậc xảy ra với nghịch lưu 2 bậc với tâm vector [1,1,0]. Ba pha nghịch lưu hình thành có vị trí tương đối như hình 4d. Các giới hạn của hàm cục bộ: minmax2 max0 ;0 min0 (18) Hàm dòng điện NP i : min 0 ) 0 min2( max ) 0 minmax2( i mid imid i NP i (19) Đặc điểm của kỹ thuật điều khiển cân bằng điện áp tụ khi cài đặt hàm offset cục bộ bằng các giá trị cực trị là tạo thành chế độ điều chế gián đoạn, qua đó cho phép giảm tổn hao do quá trình đóng ngắt. 3. Phân tích dòng điện trung tính mạch một chiều trong kỹ thuật điều chế 3 bậc Khác với trường hợp kỹ thuật điều chế 2 bậc, kỹ thuật điều chế 3 bậc cho phép dòng điện trung tính mạch một chiều có chiều bất kỳ, do đó tạo khả năng thuận lợi cho việc điều khiển cân bằng các tụ một chiều. Tuyển tập công trình Hội nghị Cơ điện tử toàn quốc lần thứ 6 505 Mã bài: 118 Điện áp nghịch lưu, ví dụ pha A, có thể tuần tự thay đổi giữa các mức giá trị 0, 1 và 2 trong thời gian tương ứng là 0 A d , 1 A d , 2 A d . Mẫu điều chế ba bậc với số lần chuyển mạch tiết kiệm được mô tả trên hình 5. Tương ứng pha có điện áp lớn nhất - max , pha có điện áp nhỏ nhất - min , có thể thực hiện điều chế dạng hai bậc. Pha còn lại - mid , sẽ thực hiện chuyển mạch ba bậc. Thời gian pha - max duy trì trên mức 2 và mức 1 được ký hiệu lần lượt là 1max d và 2max d . Ký hiệu tương tự cho hai pha còn lại. 3.1. Trường hợp dòng i NP bằng không Mẫu điều chế ba bậc trên hình 5 được thiết kế để đạt dòng trung tính mạch một chiều bằng không. Để thực hiện điều này, hàm offset tổng được thiết lập bằng: 2/min)(max1 00 ' 0 vv (20) Trong đó v’ 0 là giá trị hàm offset tổng, v 0 là hàm offset định dạng, ζ 0 là hàm offset cục bộ Hệ quả, điện áp các nhánh nghịch lưu bằng: 0 0 0 max 1 (max min) / 2 1 3(max min) / 2 min 1 (max min) / 2 mid (21) Trong đó max 0 là điện áp nghịch lưu của pha max, mid 0 là điện áp nghịch lưu của pha mid, min 0 là điện áp nghịch lưu của pha min. H5. Minh họa giản đồ đóng ngắt của kỹ thuật điều chế ba bậc cho nghịch lưu ba bậc NPC Điều kiện dòng NP i bằng không: 1max max 1 1min min 0 mid mid d i d i d i (22) Trong đó: max1 d : Thời gian pha max tác dụng vào mức 1. max2 d : Thời gian pha max tác dụng vào mức 2. Tương tự d 0mid d 1mid d 2mid là khoảng thời gian pha mid tác dụng vào mức điện áp mức 0, mức 1, mức 2. và d 0min d 1min là khoảng thời gian pha min tác dụng vào mức điện áp mức 0 và mức 1. Giải các phương trình trên, ta được (23): ; 1 0 10 ;2/min)(max min0 ;2/min)(max1 min1 ;2/)(max 0 ;2/min)(max1 1 ;2/min)( 2 ;2/min)(max1 max1 ;2/min)(max max2 mid d mid d mid d d d mid mid d mid d mid mid d d d (23) Phụ thuộc vào quan hệ giữa các thời gian tác dụng của mỗi áp pha trên mỗi bậc áp trong chuỗi đóng ngắt, ta suy ra 5 trường hợp mẫu điều chế dạng ba bậc sau đây với đồ thị tương quan như hình 6 và diện tích mà vector yêu cầu xuất hiện trong sector thứ nhất trên hình 7. (a) )3/2(min),3/2(max),1min(max min0100 max1 d mid d mid dd (24) (b) )3/2(min),3/2(max),1min(max 1000 max1 mid d mid d mid dd (25) (c) )3/2(min),3/2(max),1min(max min010 max1 0 d mid dd mid d (26) (d) )3/2(min),3/2(max),1min(max 10min0 max1 0 mid ddd mid d (27) (e) )1min(max 10 max1 min00 mid ddd mid d (28) H6. Minh họa 5 trường hợp của chế độ triệt tiêu dòng i NP cho nghịch lưu 3 bậc NPC theo kỹ thuật chuyển mạch 3 bậc Ví dụ một chuỗi trạng thái đóng ngắt có dòng trung tính i NP bằng không, như hình 6a: 100 200 210 220 221. 506 Nguyễn Văn Nhờ, Đới Văn Môn, Trần Quốc Hoàn, Quách Thanh Hải VCM2012 H7. Phân tích các vùng hoạt động của kỹ thuật triệt tiêu dòng i NP cho nghịch lưu ba bậc NPC 3.2. Trường hợp dòng i NP khác không Điều chỉnh điện áp offset có thể giúp điều khiển dòng trung tính mạch một chiều khác không. Nó có tác dụng giống như khi ta thay đổi độ rộng của thời gian tác dụng khi một pha tải duy trì trên một mức điện áp nào đó; cụ thể đó là sự dịch chuyển 0 d của pha max trên mức 2 và pha min ở mức 0. Đối với pha mid , điều đó có thể thực hiện bằng cả hai sự dịch chuyển - 01 d trên mức 2 và 02 d trên mức 0, xem hình 5. Dòng điện trung tính mạch một chiều i NP lúc đó bằng: 0 max min ( ) . NP mid i d i i i e (29) Với: 01 02 0 01 02 d d d d d e (30) Có thể nhận thấy, tồn tại hai thành phần của dòng i NP : một gây ra bởi sự thay đổi điện áp offset của nghịch lưu đặc trưng bởi đại lượng 0 d và một gây ra bởi sự thay đổi không đối xứng trên pha mid đặc trưng bởi đại lượng e . 3.2.1 Điều chỉnh dòng điện iNP dựa theo dòng điện pha-mid Phương pháp đơn giản nhất của kỹ thuật ba bậc là thay đổi thông số e để điều chỉnh dòng i NP . Ta có: mid ie NP ied .,0,0 0 (31) Điều khiển dòng i NP về độ lớn và dấu có thể dựa vào ba điểm làm việc như sau: (i) Giới hạn 1: 0 01 02 0 d d d e (32) (ii) Giới hạn 2: mid de mid ddd 1 2/ 1 0102 (33) (iii) Giới hạn 3: Phụ thuộc vào quan hệ 0 mid d và 2 mid d (a) 2 0 mid mid d d : mid de mid ddd 2 2 2 0201 (34) (b) 2 0 mid mid d d : mid de mid ddd 0 2 0 0201 (35) 3.2.2 Điều chỉnh dòng điện iNP dựa theo dòng điện pha max và pha min Ngoài ra phương pháp điều chỉnh dòng i NP dựa theo dòng điện pha max và pha min cũng được xem xét phương pháp này thích hợp áp dụng khi dòng điện pha mid có giá trị nhỏ làm cho khả năng cân bằng điện áp của hai tụ một chiều không hiệu quả. Khi đó, khả năng kiểm soát dòng i NP dựa vào dòng điện pha max và pha min sẽ là phương án thay thế hiệu quả hơn. Khi đó điều kiện để điều khiển là ,0,0 0 ed kết quả thu được: ) min max .( 0 iid NP i (36) Như vậy, phương pháp điều khiển với dòng trung tính một chiều khác không có thể dẫn đến sự giảm chuyển mạch, góp phần giảm tổn hao do quá trình đóng ngắt so với phương pháp điều chỉnh dòng trung tính một chiều bằng không. 4. Kết quả mô phỏng và thực nghiệm 4.1 Kết quả mô phỏng Kết quả mô phỏng được thực hiện bằng phần mềm Matlab/Simulink. Thông số mô phỏng cơ bản: Nguồn DC V c1 = V c2 = 200[V] Tụ điện C 1 = C 2 = 1000[uF] Tải R-L nối Y R = 16[ ]; L = 50[mH] Tần số f 0 = 50[Hz] Tần số đóng ngắt f s = 5[kHz] Khi hệ số công suất cosφ = 0.71, chỉ số điều chế tăng đến m = 0.7, sự chênh lệch điện áp trên hai tụ không đáng kể (nhỏ hơn 1V) như mô tả trên hình 8. 0 5 10 15 x 10 4 140 160 180 200 220 240 260 (a) Tuyển tập công trình Hội nghị Cơ điện tử toàn quốc lần thứ 6 507 Mã bài: 118 0 5 10 15 x 10 4 -20 0 20 40 60 80 100 120 (b) 0 5 10 15 x 10 4 -500 -400 -300 -200 -100 0 100 200 300 400 500 (c) 0 5 10 15 x 10 4 -300 -200 -100 0 100 200 300 (d) 0 5 10 15 x 10 4 -10 -8 -6 -4 -2 0 2 4 6 8 10 (e) 0 2000 4000 6000 8000 10000 0 0.05 0.1 0.15 0.2 0.25 Frequency (Hz) Fundamental (50Hz) = 2.315 , THD= 0.57% Mag (% of Fundamental) (f) H8. Đồ thị từ trên xuống với kỹ thuật chuyển mạch 2 bậc: (a) Dạng điện áp trên 2 tụ; (b) Độ lệch điện áp giữa 2 tụ (Vc1 - Vc2); (c) Điện áp dây tải; (d) Điện áp nghịch lưu; (e) Dòng điện tải 3 pha; (f) phân tích FFT dòng điện tải. 0 1 2 3 4 5 6 -150 -100 -50 0 50 100 150 (a) 0 1 2 3 4 5 6 -250 -200 -150 -100 -50 0 50 100 150 200 250 (b) 0 1 2 3 4 5 6 -20 -15 -10 -5 0 5 10 15 20 (c) 0 1 2 3 4 5 6 x 10 4 99.4 99.6 99.8 100 100.2 100.4 (d) 0 1 2 3 4 5 6 4 -0.8 -0.6 -0.4 -0.2 0 0.2 0.4 0.6 0.8 (e) H9. Đồ thị từ trên xuống với kỹ thuật chuyển mạch 3 bậc: (a) Áp nghịch lưu; (b) Điện áp dây; (c) Dòng tải 3 pha; (d) Điện áp trên tụ C 1 và C 2 ; (e) Độ lệch điện áp 2 tụ. 508 Nguyễn Văn Nhờ, Đới Văn Môn, Trần Quốc Hoàn, Quách Thanh Hải VCM2012 4.2 Kết quả thực nghiệm Thông số thực nghiệm: Nguồn DC V c1 = V c2 = 100[V] Tụ điện C 1 = C 2 = 1000[uF] Tải R-L nối Y R = 16[ ]; L = 50[mH] Tần số f 0 = 50[Hz] Tần số đóng ngắt f s = 5[kHz] Chương trình thực nghiệm được điều khiển bằng card DSP TMS320F28335. (a) (b) (c) H10: Kết quả thực nghiệm giải thuật điều chế Sin PWM, với tỉ số m = 1. Từ trên xuống: (a) Điện áp tụ Vc1, Vc2, độ lệch điện áp (Vc1-Vc2) và điện áp nghịch lưu (5ms/div, 50V/div); (b) điện áp dây và dòng điện tải (5ms/div, 100V/div, 1A/div); (c) phân tích FFT dòng điện tải (a) (b) (c) H11. Kết quả thực nghiệm kỹ thuật điều chế 2 bậc, với m=1 và cosφ = 0.71 - (a) Điện áp tụ Vc1, Vc2(5ms/div, 50V/div), độ lệch điện áp (Vc1- Vc2)(5ms/div, 50V/div), điện áp nghịch lưu (5ms/div, 50V/div); (b) điện áp dây, dòng điện tải (5ms/div, 50V/div, 5A/div); (c) phân tích FFT dòng điện tải. (a) (b) (c) H12. Kết quả thực nghiệm với tụ C1 = C2 = 1000µF ,tải 3 pha có R = 16[Ω], L = 50[mH] cosφ = 0.71, chỉ số điều chế m = 1: (a) Áp 2 tụ (5ms/div,20V/div), Độ lệch áp 2 tụ(5ms/div,20V/div), Áp nghịch lưu(5ms/div,50V/div); (b) Điện áp dây và dòng điện tải(5ms/div,100V/div, 5A/div); (c) Phân tích FFT dòng điện tải. Tuyển tập công trình Hội nghị Cơ điện tử toàn quốc lần thứ 6 509 Mã bài: 118 5. Kết luận Một nguyên lý mới về kỹ thuật cân bằng điện áp của hai tụ điện một chiều cho bộ nghịch lưu 3 bậc NPC. Nguyên lý mới đề xuất cho phép sử dụng hàm offset kết hợp với kỹ thuật điều chế chuyển mạch 2 bậc và 3 bậc để kiểm soát dòng điện đi qua điểm giữa hai tụ. Kết quả mô phỏng và thực nghiệm ban đầu đã chứng minh rằng kỹ thuật điều chế chuyển mạch 2 bậc luôn đạt được khả năng cân bằng điện áp trên hai tụ (Sai lệch áp tụ ∆V = 0.477V) so với kỹ thuật sin PWM thông thường được mô tả trên hình 10 (Sai lệch áp tụ ∆V = 22.3V). Khi tăng chỉ số điều chế m=1 thì khả năng cân bằng tụ điện vẫn đảm bảo, nhưng xuất hiện hài bậc cao ở dòng điện tải trong trường hợp dùng kỹ thuật điều chế chuyển mạch 2 bậc (hình 11). Trong khi đó với kỹ thuật điều chế chuyển mạch 3 bậc thì luôn đạt khả năng cân bằng trong toàn mặt phẳng vector điện áp nghịch lưu kết quả trên hình 12 (Sai lệch áp tụ ∆V = 0.499V). Giải pháp cân bằng điện áp tụ, kết hợp với các kỹ thuật phát triển sử dụng hàm offset mở ra khả năng kiểm soát biến tần với dung lượng tụ nhỏ và do đó có thể giảm bớt chi phí thiết kế phần cứng. Tài liệu tham khảo [1] L.G. Franquelo, J. Rodríguez, J.I. León, S. Kouro, R. Portillo, and M.M. Prats, “The Age of Multilevel Converters Arrives”, IEEE Ind. Electron. Magazine, pp. 28-39, June 2008. [2] W. Chenchen and L. Yongdong, “A new balancing algorithm of neutral-point potential in the three-level NPC converters”, in Proc. Industry Applications Society Annual Meeting, 5-9 Oct. 2008, pp. 1-5. [3] S. Busquets-Monge, J. Bordonau, D. Boroyevich, and S. Somavilla, “The nearest three virtual space vector PWM - A modulation for the comprehensive neutral-point balancing in the three-level NPC inverter”, IEEE Power Electronics Letters, vol. 2, no. 1, pp. 11-15, March 2004. [4] J. Pou, J. Zaragoza, P. Rodríguez, S. Ceballos, V. Sala, R. Burgos, and D. Boroyevich, “Fast- processing modulation strategy for the neutral point- clamped converter with total elimination of the low- frequency voltage oscillations in the neutral point”, IEEE Trans. Indus. Electron., vol. 54, no. 4, pp. 2288-2299, Aug. 2007. [5] J. Zaragoza, J. Pou, S. Ceballos, E. Robles, P. Ibáñez, and J.L. Villate, “A Comprehensive Study of a Hybrid Modulation Technique for the Neutral- Point-Clamped Converter”, IEEE Trans. Indus. Electron., vol.56, no. 2, pp. 294-304, Feb. 2009. [6] J. Zaragoza, J. Pou, S. Ceballos, E. Robles, C. Jaen, and M. Corbalán, “Voltage Balance Compensator for Carrier-Based Modulation in the Neutral-Point-Clamped Converter”, IEEE Trans. Indus. Electron., vol. 56, no. 2, pp. 305-314, Feb. 2009. [7] N. Celanovic and D. Boroyevich, “A comprehensive study of neutral point voltage balancing problem in three-level neutral-point- clamped voltage source PWM inverters”, IEEE Trans. Power Electron., vol.15, no. 2, pp. 242-249, March 2000. [8] J. Pou, R. Pindado, D. Boroyevich, and P. Rodríguez, “Evolution of the low-frequency neutral- point voltage oscillations in the three-level inverter”, IEEE Trans. Indus. Electron., vol. 56, no. 6, pp. 1582-1588, Dec. 2005. Nguyen Van Nho received his M.S and Ph.D degrees in Electrical Engineering from the University of West Bohemia, Czech Republic in 1988 and 1991, respectively. Since 2007, he has been an associate professor of Faculty of Electrical and Electronics Engineering at Ho Chi Minh City University of Technology, Vietnam. He was a postdoctoral at KAIST, Korea in 2001 and was a visiting professor in 2003-2004. He was a visiting scholar at the Department of Electrical Engineering, University of Illinois at Urbana- Champaign in 2009. His research interests include modeling and control of ac motors, active filters, and PWM techniques. He is a member of the Institute of Electrical and Electronics Engineers (IEEE). Đới Văn Môn (1974). Nhận bằng Kỹ sư ngành Kỹ Thuật Điện năm 2001 tại Trường ĐH Kỹ thuật Công nghệ Tp.HCM, bằng thạc sỹ ngành Thiết bị, mạng và nhà máy điện năm 2011 của Trường Đại học Bách Khoa Tp.HCM. Hiện đang làm việc tại Công ty cổ phần Thiết bị điện (THIBIDI). Từ năm 2009 đến nay tham gia nghiên cứu tại PTN Hệ thống năng lượng - Trường ĐH Bách Khoa Tp.HCM. Hướng nghiên cứu chính là điều khiển máy điện, điện tử công suất, DSP, FPGA… Trần Quốc Hoàn (1983). Nhận bằng Kỹ sư ngành Kỹ thuật điện năm 2007, bằng Thạc sỹ ngành Thiết bị, mạng và nhà máy điện năm 2011 của Trường Đại học Bách Khoa Tp.HCM. Từ năm 2007 đến nay là giảng viên của Khoa Kỹ thuật cơ sở, Trường Đại học Trần Đại Nghĩa - 510 Nguyễn Văn Nhờ, Đới Văn Môn, Trần Quốc Hoàn, Quách Thanh Hải VCM2012 BQP. Hiện đang tham gia nghiên cứu tại PTN Hệ thống năng lượng - Trường ĐH Bách Khoa Tp.HCM. Hướng nghiên cứu chính là điện tử công suất, điều khiển máy điện, DSP, FPGA… Quách Thanh Hải (1972). Nhận bằng kỹ sư ngành Kỹ Thuật Điện của trường Đại học Sư Phạm Kỹ Thuật Tp.Hồ Chí Minh năm 1995, bằng Thạc sỹ của Trường Đại học Bách Khoa Tp.Hồ Chí Minh năm 2002. Từ năm 1995 đến nay làm việc tại Trường Đại học Sư Phạm Kỹ Thuật Tp. Hồ Chí Minh. Hiện nay là nghiên cứu sinh tại Trường Đại học Bách Khoa Tp.Hồ Chí Minh. Hướng nghiên cứu chính về điện tử công suất và kỹ thuật sóng mang. . Phân tích dòng điện trung tính mạch một chiều trong kỹ thuật điều chế 3 bậc Khác với trường hợp kỹ thuật điều chế 2 bậc, kỹ thuật điều chế 3 bậc cho phép dòng điện trung tính mạch một chiều. năng lượng gió về hòa lưới điện. Hai kỹ thuật điều khiển biến tần đa bậc thường được quan tâm là kỹ thuật điều chế vectơ không gian và kỹ thuật điều chế sóng mang dựa vào hàm offset. Khả. Hoàn, Quách Thanh Hải VCM2 012 Kỹ thuật điều chế PWM ba bậc nhằm cân bằng điện áp hai tụ điện một chiều trong nghịch lưu áp 3 bậc NPC A Three-level Pulse Width Modulation to balance Neutral Point