Chương III: PHÁT &THU TÍN HIỆU SỐ THÔNG DẢI Th.S Nguyễn Văn Mùi Giáo trình Hệ thống Viễn thông 1 Trang 1 : Hình 3.1 Sơ đồ khối của hệ thống thông tin số cơ bản. Điều chế là một khái niệm chung để chỉ sự biến đổi đặc điểm của một tín hiệu như biên độ, tần số, pha theo một tín hiệu khác. Tín hiệu bị biến đổi đó thường gọi là song mang và tín hiệu làm thay đổi đặc tính của sóng mang gọi là tín hiệu tin tức. Chương 2 là một kỹ thuật điều chế mà sóng mang là chuỗi xung, ví dụ như PAM, PCM, DPCM,… Chương này sẽ mô tả điều chế dải thông IF hoặc RF mà ở đó sóng mang là tín hiệu sine và tín hiệu số tin tức sẽ làm biến đổi các đặc tính của nó như biên độ, tần số hoặc pha. Vì đặc tính kênh truyền dẫn mà chúng ta cần điều chế IF để chuyển tín hiệu số tin tức (thường gọi là dải nền-baseband) thành tín hiệu dải thông có phổ thích hợp để cho phép nó truyền qua được băng thông của kênh truyền. Bộ điều chế và giải điều chế tín hiệu số là một phần của máy thu và máy phát của các thiết bị số. Các kĩ thuật điều chế số khác nhau sẽ cho ta hiệu suất phổ và hiệu suất công suất sẽ khác nhau. Hiệu suất phổ chính là tốc độ truyền tin trên lượng băng thông sử dụng là 1 Hz. ) / (/ Hz sbit BR Tb = η (Mã hoá nguồn) (Mã hoá kênh truyền) (Điều chế số) (Giải điều chế số) (Giải mã kênh truyền) (Giải mã nguồn) CHANNEL Chương III: PHÁT &THU TÍN HIỆU SỐ THÔNG DẢI Th.S Nguyễn Văn Mùi Giáo trình Hệ thống Viễn thông 1 Trang 2 Nhiệm vụ của các kĩ sư viễn thông là làm sao truyền lượng tin cực đại qua băng thông tối thiểu nhất. Trong khi đó hiệu suất công suất là tốc độ truyền tin trên lượng công suất tín hiệu nhận được là 1 W. Nhưng đại lượng này ít khi sử dụng vì thông tin nhận được không chỉ phụ thuộc vào công suất tín hiệu nhận được mà còn phụ thuộc vào nhiễu tại đầu vào máy thu nữa. Do đó người ta thường sử dụng tỉ số sóng mang trên nhiễu CNR hoặc tỉ số năng lượng symbol trên mật độ công suất nhiễu 0 / NE để so sánh hiệu suất công suất của các kỹ thuật điều chế số khác nhau. Là kĩ thuật điều chế mà tín hiệu số với hai bit nhị phân 1 và 0 sẽ được đại diện bởi một xung của tín hiệu sóng mang hình sine trong một chu kì bit. Trong toán học, tín hiệu BASK được biểu diễn dưới dạng: ttmAts cc ω cos)()( = trong đó m(t) là tín hiệu băng gốc đơn cực(unipolar NRZ) có độ rộng xung T b . Sóng mang là tín hiệu dao động điều hòa có tần số c f . Do vậy tín hiệu BASK có thể được viết lại như sau:    = 0;0 1;cos )( bitcho bitchotA ts cc ω Bộ điều chế OOK có thể được thực hiện hoặc như là một công tắc đóng mở tín hiệu sóng mang theo nhịp tín hiệu số nhị phân vào hoặc như là một bộ điều chế cân bằng kép (mixer) cho phép nhân sóng mang với tín hiệu số băng gốc đơn cực. Sơ đồ điều chế và phổ tín hiệu trình bày trong hình 3.1 Mật độ phổ công suất của tín hiệu BASK được suy ra từ việc tìm mật độ phổ công suất của đường bao phức g(t)= A c m(t). Vì đường bao phức g(t) là tín hiệu unipolar NRZ nên mật độ phổ công suất (PSD) của nó được chứng minh ở chương 2 là: ( ) [ ] fTfSaT A fPSD bb c g δπ += )( 2 )( 2 2 trong đó m(t) có giá trị đỉnh là 2 sao cho s(t) có công suất chuẩn hóa trung bình là 2 2 c A . Khi đó mật độ phổ công suất cho tín hiệu BASK thông dải là: Chương III: PHÁT &THU TÍN HIỆU SỐ THÔNG DẢI Th.S Nguyễn Văn Mùi Giáo trình Hệ thống Viễn thông 1 Trang 3 [ ] )()( 4 1 )( cgcgs ffPSDffPSDfPSD −−+−= Thay )( fPSD g vào ta có được: ( ) [ ] ( ) [ ] ccbb c ccbb c s ffffTSaT A ffffTSaT A fPSD −−+−−+−+−= δπδπ ))(( 8 ))(( 8 )( 2 2 2 2 Với bb TR /1 = là tốc độ bit. Ta thấy rằng dải thông rỗng tới rỗng(null-to-null) là 2R b . Nghĩa là dải thông truyền dẫn cho tín hiệu BASK là: bBASK RBW 2 = Hình 3.2 Bộ điều chế và mật độ phổ tín hiệu BASK(OOK) Chương III: PHÁT &THU TÍN HIỆU SỐ THÔNG DẢI Th.S Nguyễn Văn Mùi Giáo trình Hệ thống Viễn thông 1 Trang 4 Nếu định dạng xung Nyquist trong miền tần số thì BR b = .Trong đó B là dải thông băng cơ sở. Nếu sử dụng bộ lọc cosin nâng cuốn ra (để bảo toàn dải thông) thì dải thông tuyệt đối của tín hiệu nhị phân đã lọc liên quan tới tốc độ bit R b là: b RrB )1( 2 1 += r là hệ số nâng cuốn ra của bộ lọc. Điều này cho một dải thông truyền dẫn BASK tuyệt đối là: bBASK RrBBW )1(2 +== Việc thu tín hiệu BASK đã phát đi có thể đạt được bằng 2 cách. Cách thứ nhất là giải điều chế kết hợp dùng các mạch phức hợp để duy trì kết hợp pha giữa sóng mang phát và sóng mang dao động nội(LO) gọi là tách sóng kết hợp hay tách sóng tích. Cách thứ hai là dùng một bộ tách sóng đường bao (tách sóng không kết hợp).  Với tách sóng kết hợp, máy thu đồng bộ với máy phát. Điều đó có nghĩa là độ trễ phải được máy thu nhận biết. Sự đồng bộ lấy từ các phép đo thời gian được thiết lập trong tín hiệu thu và thường chính xác đến %5 ± của chu kì bit T b . Mức điện áp tại ngõ ra của bộ lọc thông thấp để đi vào mạch quyết định là:    = 0;0 1; )( 1 bit bitkE nTf b Trong đó )( 2 1 sVE là năng lượng chuẩn hóa cho symbol của bit 1 và )/( VHzk . Hình 3.3. Tách sóng kết hợp )cos( t c ω Chương III: PHÁT &THU TÍN HIỆU SỐ THÔNG DẢI Th.S Nguyễn Văn Mùi Giáo trình Hệ thống Viễn thông 1 Trang 5  Bộ tách sóng đường bao thực hiện đơn giản hơn tách sóng kết hợp vì không yêu cầu sự kết hợp pha tín hiệu trong quá trình tách sóng. Ta hãy xét sơ đồ khối một bộ giải điều chế không kết hợp ASK hình 3.4. Hệ thống tách sóng gồm một bộ lọc thông dải phối hợp ngay ngõ vào tín hiệu BASK, theo sau đó là một bộ tách sóng đường bao và một bộ tách ngưỡng (chuyển đổi A/D).  Khi tạp âm Gauss có trị trung bình 0 và phương sai 2 σ được đưa vào mạch quyết định tại bộ thu, một mức sai có thể được tách ra. Xác suất lỗi được tính từ kết quả của chương 2 như sau:                 = 2/1 2 1 2 1 N S erfcP e Một biểu diễn khác nữa cho biểu thức trên theo năng lượng bit như sau: Mức điện áp vào mạch quyết định tại các thời điểm lấy mẫu b nT là:    = 0;0 1; )( 1 bit bitkE nTf b Trong đó )( 2 1 sVE là năng lượng chuẩn hóa của symbol 1 và k có đơn vị là )/( VHz . Do đó công suất trung bình tín hiệu vào là )(/ 2 1 VTES b = . Đối với tín hiệu OOK thì 0 0 = E và năng lượng bit trung bình 2 2 01 b EEE E = + >=< . Và BNBNN 00 )2()2/( == với )/(2/)( 2 0 HzVNfPSD N = là mật độ công suất nhiễu chuẩn hóa tại đầu vào bộ thu. BBW BASK 2 = với B là băng thông truyền dẫn của tín hiệu dải nền và R b =1/T b =B là tốc độ bit. Nên chúng ta có thể viết:                   >< = 2/1 0 2 1 2 1 N E erfcP e Hình 3.4. Tách sóng không kết hợp Chương III: PHÁT &THU TÍN HIỆU SỐ THÔNG DẢI Th.S Nguyễn Văn Mùi Giáo trình Hệ thống Viễn thông 1 Trang 6                   = 2/1 0 2 1 2 1 N E erfcP b e Bây giờ chúng ta có thể biểu diễn dưới tỉ số công suất sóng mang trên nhiễu (C/N) nhận được tại đầu vào bộ thu: b b TB N C NE VBNN VTEC =>⇒< = >=< 0 2 0 2 / )( )(/ Với tín hiệu số được giới hạn băng tần theo định dạng xung Nyquist là b RB = . Lúc đó N C NE =>< 0 / . Nhưng nếu tín hiệu số dải nền bị giới hạn băng thì trong miền thời gian nâng lượng của symbol sẽ trải rộng hơn một chu kì symbol. Điều đó dẫn đến vấn đề gây nhiễu cho các symbol khác và gọi là ISI (Inter Symbol Interference). Ví dụ : Tín hiệu đều chế OOK IF được đưa vào mạch tách sóng kết hợp ở phía thu. Kí hiệu cho bit 1 được đưa vào mạch tách sóng và lọc là một xung vuông có p V =100mV với độ rộng xung là 10ms. Nhiễu được xem như là nhiễu trắng có phân bố Gauss có giá trị RMS là 140 mV được đo trên băng thông 10 KHz. Tính xác suất lỗi bit? Giải : )(10.5,2 4 3 2 w A C c − == )(10.6,19)10.140( 323 wN −− == Chú ý: BW BASK =2B=10KHz ).525,2( 2 1 ) 100 10 . 10.6,19 10.5,2 2 1 (. 2 1 ) 2 . 2 1 ( 2 1 2/1 4 3 3 2/1 erfcerfc R B N C erfcP b e === − − 4 10.778,1)999645,01(2/1 − =−= e P 2/1 ) 2 1 ( 2 1 b e R B N C erfcP = Chương III: PHÁT &THU TÍN HIỆU SỐ THÔNG DẢI Th.S Nguyễn Văn Mùi Giáo trình Hệ thống Viễn thông 1 Trang 7 Trong điều chế số dịch pha, các kí hiệu có thể chuyển tải thông tin số được chọn từ các pha khác nhau trong một sóng mang. Nếu để truyền từng bit một cần chọn ra hai trạng thái pha khác nhau. Do tính chất đối xứng có thể thấy rằng chọn hai trạng thái có pha ngược nhau là hợp lý nhất. Khi đó ta có tín hiệu điều chế số 2-PSK hoặc BPSK. Điều chế BPSK là loại điều chế mà nếu logic 1 sẽ ứng với 1 pha sóng mang trung tần, logic 0 ứng với đảo pha của mức logic 1. Do đó BPSK còn gọi là phase reversal keying (PRK). BPSK là một dạng điều chế triệt sóng mang. (có hai trạng thái pha 0 0 và 0 180 ). Trong toán học, tín hiệu BPSK được biểu diễn dưới dạng: ttdAts cc ω cos)()( = Hình 3.6 Sơ đồ điều chế và mật độ phổ BPSK Chương III: PHÁT &THU TÍN HIỆU SỐ THÔNG DẢI Th.S Nguyễn Văn Mùi Giáo trình Hệ thống Viễn thông 1 Trang 8 trong đó d(t) là luồng bit nhi phân được chuyển sang dạng NRZ cực(polar NRZ) có độ rộng xung T b . Sóng mang là tín hiệu dao động điều hòa có tần số c f . Do vậy tín hiệu BPSK có thể được viết lại như sau:    − = 0;cos 1;cos )( bitchotA bitchotA ts cc cc ω ω Để tiện cho việc tính toán, tín hiệu BPSK thường được xét với: A c = S P2 Vì khi đó công suất sóng mang sẽ là P s , biểu thức của BPSK sẽ trở thành: ttdPts cS ω cos)(2)( = Nếu luồng d(t) có tốc độ bit là f b , thời gian của mỗi bit tương ứng sẽ là T b = 1/f b . Có thể thấy rằng sóng mang sẽ dùng một dung lượng E b =P b T b để chuyển tải mỗi bit. Mật độ phổ công suất của tín hiệu BPSK được suy ra từ việc tìm mật độ phổ công suất của đường bao phức g(t)= Acd(t). Vì đường bao phức g(t) là tín hiệu polar NRZ nên mật độ phổ công suất (PSD) của nó được chứng minh ở chương 2 là: )()( 2 2 bbcg TfSaTAfPSD π = trong đó m(t) có giá trị đỉnh là 1 ± sao cho s(t) có công suất chuẩn hóa trung bình là 2/ 2 c A . Khi đó mật độ phổ công suất cho tín hiệu BPSK thông dải là: ( ) ( ) ( ) ( )                   + + +         − − = 22 2 sinsin 4 )( bc bc bc bcbc BPSK Tff Tff Tff TffTA fPSD π π π π So sánh với hàm mật độ phổ của tín hiệu ASK ta thấy rằng hàm mật độ phổ của tín hiệu BPSK không chứa hàm Delta Dirac hay xung ở tần số sóng mang, do đó đây là kiểu điều chế nén sóng mang. Mật độ phổ công suất tín hiệu BPSK được vẽ trong hình 3.6. Nhận xét độ rộng băng thông Null-Null của BPSK như tín hiệu OOK sẽ là: Chương III: PHÁT &THU TÍN HIỆU SỐ THÔNG DẢI Th.S Nguyễn Văn Mùi Giáo trình Hệ thống Viễn thông 1 Trang 9 bNulltoNull RB 2= −− Phổ của tín hiệu BPSK trải rộng đến vô tận về hai phía. Mặt dù hầu hết công suất (hơn 90% công suất) tập trung trong búp phổ chính (từ bc ff − đến bc ff + ) và máy thu chỉ cần thu búp phổ chính là có thể giải điều chế được tín hiệu. Các búp phổ phụ có thể gây ảnh hưởng nhiễu đến các kênh lân cận khác. Để giảm sự ảnh hưởng này có thể dùng biện pháp lọc để làm suy giảm các thành phần tần số cao của d(t) trước khi đưa vào điều chế, hoặc lọc kỹ các búp phổ phụ trước khi đưa vào điều chế. Tuy nhiên, nếu thực hiện như vậy sẽ nảy sinh vấn đề khác là dạng sóng của d(t) sẽ bị méo do bị nén các thành phần ở tần số cao, các bit sẽ bị trải rộng về mặt thời gian, gây hiện tượng giao thoa giữa các ký hiệu (ISI). Để khắc phục hiện tượng này ở máy thu bằng cách sử dụng bộ cân bằng tín hiệu. Bộ cân bằng tín hiệu này là một mạch có cấu trúc gần giống với các bộ lọc nhưng được dùng để loại trừ các ảnh hưởng không mong muốn của các bô lọc trong hệ thống tín hiệu tại nơi thu. Mạch giải điều chế BPSK cũng dựa trên mạch nhân, tín hiệu thu được sau khi được khuếch đại đến mức cần thiết sẽ được nhân với tín hiệu sóng mang trung tần cos c t có pha đồng bộ với sóng mang ngay tại đầu vào bộ thu, gọi là tạo sóng mang tái tạo, tín hiệu này được tạo ra từ bộ tái tạo sóng mang. Sau mạch lọc thông thấp (LPF) hay mạch lọc tích phân (Intergrator), số hạng thứ hai tương ứng với thành phần tần số 2 c sẽ bị triệt tiêu, còn lại: Hình 3.7 Mạch giải điều chế BPSK )cos( t c ω Chương III: PHÁT &THU TÍN HIỆU SỐ THÔNG DẢI Th.S Nguyễn Văn Mùi Giáo trình Hệ thống Viễn thông 1 Trang 10 d’(t) = A c d(t) Để thu được các bit một cách chính xác, trong máy thu cần có thêm mạch đồng bộ bit. Mạch này sẽ điều khiển khóa K lấy mẫu tín hiệu d’(t) sau mỗi chu kỳ T b và đưa đến mạch quyết định để nhận dạng xem bit thu được là 0 hay 1. Để tái tạo sóng mang có thể dùng kỹ thuật tăng bậc lũy thừa sóng mang. Tín hiệu S BPSK (t) sau khi bình phương sẽ không còn đảo pha theo d(t), nhưng lúc đó tần số sóng mang cơ bản sẽ trở thành 2f c . Mạch chia đôi tần số được dùng để tìm lại tần số f c . Tuy nhiên sóng mang tái tạo lại có thể có pha bằng 0 hoặc so với sóng mang gốc tùy theo trạng thái ban đầu của bộ chia đôi tần số. Do đó tín hiệu thu được có thể là d(t) hay –d(t). Cần phải có biện pháp phát hiện để điều chỉnh vào lúc mới khởi động hệ thống. Trên thực tế mạch bình phương có thể thay bằng mạch chỉnh lưu hai bán kỳ.  Khi tạp âm Gauss có trị trung bình 0 và phương sai 2 σ được đưa vào mạch quyết định tại bộ thu, một mức sai có thể được tách ra. Xác suất lỗi được tính từ kết quả của chương 2 như sau:                 = 2/1 2 1 2 1 N S erfcP e Vì mức điện áp vào mạch quyết định tại các thời điểm lấy mẫu b nT là:    − = 0; 1; )( bitkE bitkE nTf b b b X 2 2 cosω S BPSK (t) Hình 3.8 Mạch tái tạo sóng mang [...]... BPSK, QPSK, 8-PSK, 16 -QAM Bi t fb =10 .10 -6 bps BPSK B eff = 10 µbps 1bit 1bps = = 10 µHz cycle Hz QPSK B eff = 10 µbps 2bit 2bps = = cycle Hz 5µHz 8-PSK Beff = 10 µbps 3bit 3bps = = 3, 33 Hz cycle Hz 16 -QAM B eff = 10 µbps 4bit 4bps = = 2,5µHz cycle Hz B ng tóm t t các kĩ thu t i u ch s : ≥ FSK BPSK Q-PSK 8-PSK 8-QAM 16 -PSK 16 -QAM 1 bit 1 bit 2 bit 3 bit 3 bit 4 bit 4 bit fb fb fb/2 fb /3 fb /3 fb/4 fb/4... coswct), (+ sinwct - coswct), (- sinwct + coswct), (- sinwct - coswct) Các pha ó d ch pha 900 Q 0 0 1 1 I 0 1 0 1 - 13 50 - 450 + 13 50 + 450 B ng s th t QPSK và gi n pha QPSK Gi s Q=0, I=0, ta có: Ngõ ra b i u ch cân b ng I=( -1 ) .(sinwct)=-sinwct Ngõ ra b i u ch cân b ng Q=( -1 ) .(coswct)=-coswct Ngõ ra b c ng tuy n tính = -1 . coswct 1. sinwct = 1, 414 .sin(wct -1 3 50) Tương t v i các c p bit 01, 10 , 11 có các tr... nhóm 3 bit Q=0; I=0; C=0 (000) Xác nh biên và pha b 8-QAM Khi I=0; C=0, ngõ ra b DAC có biên –0,5 41 V Tương t kênh Q=0, C=0 có i n áp ngõ ra b DAC là –0,5 41 V Ngõ ra b i u ch kênh I = -0 ,5 41. sinwct Ngõ ra b i u ch kênh Q = -0 ,5 41. coswct Ngõ ra b c ng tuy n tính: = -0 ,5 41. sinwct-0,541coswct =0,765sin(wct -1 3 50) Tương t có b ng s th t 8-QAM và Q 0 0 0 0 1 1 1 1 th pha: Binary input I 0 0 1 1 0 0 1 1 Giáo... 0 1 1 0 0 1 1 Giáo trình H th ng Vi n thơng 1 C 0 1 0 1 0 1 0 1 8-QAM Biên Pha 0,765 V - 13 50 1, 848 V - 13 50 0,765 V - 450 1, 848 V - 450 0,765 V + 13 50 1, 848 V + 13 50 0,765 V + 450 1, 848 V + 450 Trang 25 Chương III: PHÁT &THU TÍN HI U S THƠNG D I Th.S Nguy n Văn Mùi Hi u qu băng thơng (hay còn g i là m t d li u) dùng so sánh ch tiêu c a ki u i u ch s này so v i ki u i u ch s khác ó là t s gi a t c... E > 1 / 2  1    Pe = erfc    N   2   2 0    Nên chúng ta có th vi t:  1 E  1  b Pe = erfc   2 N  2  0   1/ 2      1 2 1 2  1  E 1/ 2  1   erfc   b    N  2 2   0   1/ 2  1 E   1   b erfc   2 N   2 0      1/ 2 E  1 erfc b  N  2  0 Pe 1 S 1/ 2 ) erfc ( 4N 1 S 1/ 2 ) erfc ( 2N 1 1 C B 1/ 2 erfc( ) 2 2 N Rb 1 1 C B 1/ 2 erfc( )... -> 4 mức I channel fb / 3 input data f b Q I C fb / 3 PAM Osc sinwct Balanced Mod sin wc t 8-QAM output 90 0 fb / 3 Q channel DAC 2 -> 4 mức Hình 3 .19 : Sơ cos wc t PAM Balanced Mod kh i i u ch 8-QAM S khác bi t 8-QAM so v i 8-PSK ch kênh C khơng có b o C Tương t 8-PSK, d li u vào t c fb ư c tách làm 3 kênh Q, I, C t m i nhóm 3 bits T c m i kênh fb /3 Các bit kênh I, Q xác nh c c tính tín hi u PAM ngõ... lọc thông thấp chuyển song song nối tiếp Chuyển M-2 mức Hình 3 .18 : MQAM (a) i u ch (b) gi i i u ch Giáo trình H th ng Vi n thơng 1 Trang 23 Chương III: PHÁT &THU TÍN HI U S THƠNG D I Th.S Nguy n Văn Mùi 8-QAM – m t k thu t mã hóa M=8, nhưng khác v i 8-PSK ây tín hi u ngõ ra c a b i u ch 8-QAM có biên khơng ph i là h ng s , có 4 m c pha và 2 m c biên ngõ ra i u ch 8-QAM: DAC 2 -> 4 mức I channel fb / 3. .. hình 3 . 13 I channel f b / 2 logic 1 = +1V logic 0 = -1 V Binary input data f b Input Buffer Osc sinwct I ± sin wc t Balanced Mod Q sin wc t BPF 90 QPSK output 0 cos wc t :2 bit clock Q channel f b / 2 Balanced Mod Hình 3 . 13 : Sơ Giáo trình H th ng Vi n thơng 1 b ± cos wc t i u ch QPSK Trang 18 Chương III: PHÁT &THU TÍN HI U S THƠNG D I Th.S Nguy n Văn Mùi Chu i bit ngõ vào ư c tách thành 2 chu i bit song... fb fb/2 fb /3 fb /3 fb/4 fb/4 1 1 2 3 3 4 4 H u h t các chu n wireless LAN ph bi n nh t cu IEEE 802 .11 b u s d ng các ki u i u ch PSK khác nhau ph thu c vào t c d li u u c u V i t c cơ b n là 1 Mbit/s thì ngư i ta dùng DBPSK cung c p t c cao hơn n 2 Mbit/s thì DQPSK V i 5.5 Mbit/s và t c 11 Mbit/ thì QPSK ghép v i Complementary code Keying Các chu n wireless LAN có t c cao hơn như IEEE 802 .11 g có 8 t c... 90 0 I cos wc t − sin wc t + cos wc t Hình 3 .15 : Gi i Bal Mod LPF u ch QPSK Gi s tín hi u QPSK vào là (-sinwct+coswct): Ngõ ra b gi i i u ch kênh I = (sinwct).(-sinwct+coswct) Giáo trình H th ng Vi n thơng 1 Trang 21 Chương III: PHÁT &THU TÍN HI U S THƠNG D I Th.S Nguy n Văn Mùi 1 1 1 I = − Vdc + cos 2 wc t + sin wc t + 0 2 2 14 444 2 444 24 3 Loại khỏi LPF 1 Sau LPF còn l i − V dc (logic 0) 2 Tương . băng thông 10 KHz. Tính xác suất lỗi bit? Giải : ) (10 .5,2 4 3 2 w A C c − == ) (10 .6 ,19 )10 .14 0( 32 3 wN −− == Chú ý: BW BASK =2B =10 KHz ).525,2( 2 1 ) 10 0 10 . 10 .6 ,19 10 .5,2 2 1 (. 2 1 ) 2 . 2 1 ( 2 1 2 /1 4 3 3 2 /1 erfcerfc R B N C erfcP b e === − − . bộ điều chế cân bằng Q=( -1 ) .(cosw c t)=-cosw c t. Ngõ ra bộ cộng tuyến tính = -1 . cosw c t 1. sinw c t = 1, 414 .sin(w c t -1 3 5 0 ). Tương tự với các cặp bit 01, 10 , 11 có các trạng thái pha. 0 - 13 5 0 0 1 - 45 0 1 0 + 13 5 0 1 1 + 45 0 Bảng sự thật QPSK và giản đồ pha QPSK Chương III: PHÁT &THU TÍN HIỆU SỐ THÔNG DẢI Th.S Nguyễn Văn Mùi Giáo trình Hệ thống Viễn thông